由通用交流適配器供電的消費品和pC外設的數(shù)量正在迅速上升。該適配器是指能插入頻率在47到63Hz間，供應電壓有效值在90V至264V范圍內(nèi)的交流電插座上的適配器。這些AC適配器體積小巧且供應持續(xù)的超過50W的輸出功率，從而使許多設備不再要內(nèi)置電源。在打印機等應用中，對峰值功率有較高的要求，它們在短時間的突發(fā)工作以外，要有相當長的一段時間都處于待機模式。這意味著這些應用中的AC適配器從滿載到空載必須保持很高的轉換效率，以維護其“綠色”標準。本文描述了一個打印機AC適配器的設計方法，它基于飛利浦TEA1532GreenChipTMII開關模式電源(SMpS)控制器，供應60W持續(xù)輸出功率和90W峰值輸出功率。

這類電源標準規(guī)范要求輸出電壓為：20V4%，其紋波和噪聲要分別低于350mV和200mV。所謂的“綠色”標準有三點要求：1）在滿負載(輸出功率為60W時工作效率應該高于80%；2）在待機模式下(輸出功率為500mW時)，其輸入功率要低于1.25W；3）在空載情況下(打印機與適配器斷開，但仍與AC線連接)輸入功率要低于700mW。

電源拓撲架構

TEA1532是一種變頻開關電源控制器，用于直接由整流AC線供電的準諧振反激式轉換器。雖然TEA1532可以工作在持續(xù)模式和非持續(xù)模式兩種模式，但這款AC適配器選用了準諧振模式(非持續(xù)模式的邊界上)，因為這種模式的電路拓撲架構容易理解且容易實現(xiàn)穩(wěn)定。

TEA1532采用SO8或DIp8封裝，在準諧振模式下具有真正的谷底轉換，以確保改善EMI性能。除具備標準的GreenChipTMII功能外，它還有多功能保護引腳、欠壓保護和用以防止持續(xù)模式中出現(xiàn)次諧波振蕩的斜率補償功能。這些功能使設計更為簡便，所要的外部元器件數(shù)大大減少，保護功能也極大提高。

TEA1532有一項特殊的功能就是谷底鎖定特性，在大多數(shù)操作環(huán)境下，它能鎖定功率晶體管導通在準諧振波形中的特定谷底(谷底1、2、3等)。這不僅降低了開關損耗，也阻止了由于變壓器電流調(diào)制在變壓器中出現(xiàn)的可聞噪音，尤其當采用低質量膠合芯的低成本變壓器時更是如此。

如圖1所示，利用不同的谷底開通功率MOSFET，可以在各種工作頻率下供應給定的功率。OCp線代表了過電流保護界限，在線的右邊不可能工作。假如負載新增較慢，電路將繼續(xù)在同一谷底中轉換，直至到達過電流保護界限點。然后，TEA1532將重新設定谷底計數(shù)器并探尋新的工作模式，采用序號較低的一條谷底及相應的新的開關頻率和峰值電流。在此過程中，輸出電壓并不發(fā)生改變。

圖1針對所給功率，TEA1532能根據(jù)所選擇的谷底序號，在一個以上的開關頻率上工作。當對給定谷底的工作點達到最小開關頻率或過電流保護(OCp)線，控制器自動轉換到下一條最低序號的谷底。

在非持續(xù)模式中，變壓器初級側線圈的電流通常在新的循環(huán)開始前要回歸零。TEA1532通過能供應Vcc供電的輔助線圈感知變壓器磁化。只有在變壓器磁芯完全去磁和感知到適當?shù)墓鹊字岛蟛砰_始新的循環(huán)。

TEA1532采用電流模式控制。電流模式控制本身具有良好的交流紋波抑制特性。TEA1532的控制環(huán)路通過比較變壓器初級側線圈上的電流與其“CTRL”引腳上的誤差電壓(該誤差電壓是通過光隔離器耦合過來的)以出現(xiàn)所需的初級側線圈“導通”時間。

在低負載的情況下，控制器進入減頻模式，此時初級側線圈“導通”時間設置到最小值，輸出功率由變化的開關頻率控制，降低工作頻率使開關損耗減到最低。針對更低的輸出功率(例如：在待機和空載條件下)，TEA1532進入跳周期模式。只要輸出電壓仍處于較高狀態(tài)，功率開關晶體管就保持在截止狀態(tài)。這個功能使“空載”功率耗散控制在700mW以下，且無需額外的電路。在持續(xù)模式下，可實現(xiàn)空載功率耗散在300mW以下。

元器件選擇

這款設計中重要的元器件選擇包括：輸入解耦電容、變壓器(芯尺寸、匝數(shù)比和初級側線圈電感)、MOSFET功率開關、輸出二極管和電容器。圖2完整的打印機AC適配器電路圖

在滿載且最小電壓供電單周期情況下，為了維持變壓器初級側線圈上足夠的電壓，輸入解耦電容器的容值必須足夠高。在90V/50HzAC線供電下，為了維持變壓器初級線圈所需的最小77V的電壓,建議用139F電容值。因此在此設計中選擇最接近標準的值:150F。

設計變壓器的過程并不簡單。首先要決定所需的匝數(shù)比。它的上限和下限由建議采用的功率MOSFET晶體管的最大漏源電壓(VDS)和次級整流二極管的反向電壓限決定。功率MOSFET要承受由于變壓器漏感出現(xiàn)的電壓尖峰，它在磁芯消磁開始時加到輸入峰值上(265V交流供電時峰值輸入電壓為373V)。尖峰電壓的幅值隨著漏感及變壓器輸出的新增而新增，它確定了匝數(shù)比的上限。次級整流二極管的反向承受電壓決定匝數(shù)比的下限。針對600VVDS功率MOSFET和100VVR二次整流器二極管的選擇，匝數(shù)比的上、下限分別為5.22和4.66，因此選擇匝數(shù)比為5。

變壓器的初級側線圈電感由最小輸入電壓下所達到的最大輸出功率決定。在這樣的前提下，適配器必須在接近最大頻率和峰值電流的情況下工作，這意味著TEA1532要在消磁后第一個振蕩谷底處開啟功率MOSFET。為了計算所需的初級側線圈電感，就必須確定振蕩周期，它由T-on+T-off+T-osc構成，詳見圖3。

圖3首個谷底開關條件(最小輸入電壓、最大輸出負載)

由于TEA1532在這些條件下的谷底檢測的頻率上限為700KHz，所以決定在功率MOSFET漏極上加一電容，使之與變壓器初級側線圈電感在450KHz諧振。這樣不僅供應了充足的設計余量而且限制了漏極上的dV/dt。T-osc因而設置在1.11s。最大的T-on由最大開關頻率的最小值(50KHz)下的最大占空比決定，而最大占空比由匝數(shù)比(5)、初級側線圈上的最小直流電壓(77V)、輸出電壓(20V)和次級整流二極管的正向電壓降(0.5V)決定。在以上情況下，最大占空比為0.57，對應的最大T-on時間為10.7s。

初級側線圈電感要求在57KHz時傳送的最大功率為98W(標稱90W輸出加損耗)，計算得到電感197H和對應峰值電流4.15A。從變壓器磁芯參數(shù)可計算出初級側線圈匝數(shù)(磁芯Bmax=220mT和Ae=109mm2時為35匝)。匝數(shù)比再決定次級線圈所需的匝數(shù)量。

一旦以上的參數(shù)確定之后，余下的大部分設計就相比較較簡單了。通過最初計算出的初級側線圈峰值電流可以決定電流感測電阻器的值。變壓器次級線圈上的伏特/匝可用于確定輔助線圈(為TEA1532供應最小值為13VVcc的供電)的匝數(shù)。峰值鉗位二極管(D105)的選擇重要有四個方面考慮：反向額定電壓等于或高于MOSFET的VDS值，額定電流高于初級側線圈峰值電流，具有非常低的正向恢復電壓和短的反向恢復時間。還要檢查漏-源電容(MOSFET電容加外部諧振電容器)值，使MOSFET關閉時的轉換率(dV/dt)限定在一個安全值(<8KV/s)。

只要次級輸出電壓的峰值低于100V，次級整流二極管就可以選肖特基二極管，因為其低的正向壓降能使功率損失降到最低。選擇次級平滑電容器以滿足輸出紋波電流要求，而且額定電壓必須高于適配器出現(xiàn)開環(huán)故障情況下出現(xiàn)的電壓。

此AC適配器符合各項性能指標，其中包括在60W輸出時轉換效率在80%以上并且功率器件所需的散熱器體積極小。